PROGETTO“MY_REF”PROGETTO“MY_REF”
Relazione tecnica e criteri di progettazione del amplificatore “My_Reference” basato su chipsintegrati a basso costo.
Progetto analisi e descrizione
a cura di Mauro Penasa
Introduzione Revisione A
Indice
1Introduzione.....................................................................12 Il circuito di “My_ref”.................................................... 2
2.1 Circuito teorico...................................................... 22.2 Stadio di uscita.......................................................32.3 Stadio di ingresso .................................................42.4 Circuito completo...................................................5
3 Alimentazione e circuiti ausiliari..................................... 73.1 Alimentatore...........................................................73.2 Circuito di protezione............................................ 8
4 Scheda PCB completa.....................................................95 Prestazioni rilevate........................................................10
5.1 Principali caratteristiche....................................... 105.2 Misure FFT preliminari ....................................... 11
6 Riferimenti su My_ref .................................................. 127 Appendice A: schemi completi..................................... 12
7.1 Sezione Amplificazione........................................ 127.2 Sezione Alimentatore........................................... 13
8 Appendice B: lista componenti..................................... 14
1 Introduzione
Intorno alla metà degli anni ottanta, ebbi la possibilità diprovare un amplificatore a stato solido (mosfets) di produ-zione Inglese (Musical Fidelity A370), che mi colpì abba-stanza per il suo suono, molto diverso dalla media degliamplificatori a stato solido di quel periodo, e da molti defi-nito “valvolare”, a causa della buona “musicalità” associa-ta ad uno stage sonoro molto ampio e “realistico”.
Dopo una attento studio del circuito, scoprii che quel am-plificatore era estremamente “originale”, e cosa ancora piùstrana per l’ epoca, usava un OPAMP (amplificatore ope-razionale) come front-end. Un'altra particolarità era l’ usodella batteria di Mosfet di uscita in configurazione “inver-tente” che di fatto trasformava lo stadio di uscita in un“current pump”.
Incuriosito da questa topologia, ma soprattutto dalla “mu-sicalità” che questo comportava, decisi di fare una serie ditest valutativi, usando anche altre tecnologie. Alcune pe-culiarità di quel circuito, come l’ uso di LM318 in configu-razione invertente, sono rimaste praticamente invariatenella mia applicazione, per cui qualcuno potrà vedere dellesimilitudini tra il mio circuito e quello di M.F. A370.
D’ altro canto, io devo dare merito a Tim De Paravicini(progettista di M.F.A370) di avermi dato lo spunto perstudiare questa tecnica poco utilizzata.
Praticamente ogni tecnica usata in elettronica è lo sviluppodi un'altra, per cui io sono sempre “scettico” sul concettodi “paternità” di un circuito, ma credo che sia sempre do-veroso ed intellettualmente coretto citare le fonti delle ideealla base di un progetto.
Su questo circuito, io mi sono limitato a sviluppare alcuniconcetti “teorici” già sperimentati da altri (ed in particolareda M.F.). Naturalmente il mio lavoro è stato molto diversodi un taglia/incolla tipico di molti ambienti “creativi”, ed irisultati ottenuti sono, per molte ragioni tecniche, abba-stanza diversi da quelli ottenuti dalle creazioni di Paravici-ni e Musical Fidelity, anche su un piano strettamente teo-rico.
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Il circuito di “My_ref” Revisione A
2 Il circuito di “My_ref”
2.1 Circuito teorico
Fig.1 Circuito teorico di My_Ref
In Fig.1 si vede lo schema di principio del circuito. IlGruppo G1 è uno stadio a transconduttanza (ingresso intensione/ uscita in corrente), e può essere formato, a se-conda delle necessità, da componenti discreti o integrati.Questo stadio fornisce tutta l’ energia che serve per il pilo-taggio del carico, e quindi rappresenta il circuito di poten-za del amplificatore, e per comodità di analisi si attribuisceuna gm=1 (transconduttanza unitaria; 1Volt input = 1Am-pere output).
In queste condizioni, lo stadio G1, generando la correntesul carico, determina anche un’ automatica caduta di ten-sione su di esso, e quindi si ottiene anche un guadagno ditensione proporzionale al impedenza del carico:
Av(G1) ~ = Zload/gm
Per questa ragione, lo stadio differenziale in ingresso X1non deve generare una tensione di controllo di ampiezzaanaloga a quella necessaria per produrre la potenza neces-saria, e può essere usato un normale OPAMP. Il guadagnoin tensione ad anello aperto di questo circuito può essereelevato, perché equivale a:
Aol = Av(X1)*Av(G1)
(Av(X1)= open loop gain X1)
Notare che Aol dipende dalle caratteristiche del carico acausa di Av(G1), per cui la messa a punto del circuito, perquel che riguarda la compensazione in frequenza, è moltoimportante. In particolare è determinante mantenere unbuon margine di fase, per evitare che il variare del caricopossa creare una condizione di instabilità (Aol>1@180°phase).
Naturalmente il guadagno in tensione ad anello chiuso delcircuito è determinato dalla solita formula :
Av = 1+ (Rf /R)
Le principale caratteristiche interessanti di questo cir-cuito sono due:
1. 1.Lo stadio di uscita è un generatore di corrente, e lestrutture che servono per ottenere questa caratteristicasono abbastanza diverse da quelle usate normalmente.In particolare cambia la tecnica di polarizzazione, lecaratteristiche di fase e dinamiche dello stadio G1.Questo elemento è molto importante per quel che ri-guarda alcune forme di THD e IMD tipiche di alcuneconfigurazioni “standard”. In particolare, si possonosfruttare alcune peculiarità di alcuni circuiti, come ve-dremo nei capitoli successivi.
2. 2.Forse la più importante dal punto di vista audio: Ilcircuito si comporta come un “normale” VoltageOPAMP, perché l’ elevata impedenza di uscita viene“compensata” dalla rete di NFB, per la relazione:
Rout= Rint / (1+Aol * ) se = R/(R+Rf)β β
(β =fattore di retroazione)
Ma osservando le relazioni matematiche ed il circuito,scopriamo che il carico, a causa delle caratteristiche diG1, diventa parte integrante della funzione di trasferi-mento, perché il segnale di tensione che serve per larete di NFB è definito non da Vout (G1) ma da Iout(G1)* Zload.
Tutte le non-linearità di Zload determinano la reazione delcircuito differenziale, che provvede a compensarle (con lacorrente di G1). In un circuito convenzionale, la resistenzainterna del circuito è sempre molto più piccola del carico,per cui la rete di NFB lavora facendo riferimento semprealla tensione di uscita del amp. In questo modo il circuito èmolto immune alle variazioni del carico, ma si crea un si-stema “auto-referente” che non è in grado di compensarele dinamiche di accoppiamento tra l’ amplificatore e gli al-toparlanti. Questo fenomeno è forse la vera causa per cuimolti moderni OPAMP di potenza a stato solido non sonoal altezza di realizzazioni più vecchie o con tecnologie di-verse.
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X1G1gm=1
Load V3
Rf
R
Vin
VC
VE
Il circuito di “My_ref” Revisione A
2.2 Stadio di uscita
Io sperimento circuiti audio a stato solido da molti anni,ma uno dei problemi di base degli stadi di potenza a BJTso Mosfets è la polarizzazione, sia statica che dinamica. Adessa infatti si può attribuire, in modo diretto od indiretto,la generazione di THD ed instabilità di vario tipo. Le tec-niche più antiche (e semplicistiche) per ottenere uno stadiodi potenza “lineare” prevedono una polarizzazione in“classe A” (classificazione che credo abbia creato delle as-sociazioni dirette negli audiofili con “la classe” delsuono…). Questo metodo oltre che non essere efficiente,impone di usare delle “batterie” di dispositivi montate suenormi elementi metallici di dispersione termica. Stanco difare il “metalmeccanico” decisi di sondare il modo delNFB (negative Feedback = contro-reazione), anche sespesso considerato “off-limits” per il mondo high-end.
Una via interessante era l’ uso di power chips integrati,che sono dei normali OPAMP (amplificatori operazionali)di potenza. La loro struttura differenziale è molto flessibi-le, e permette in pratica di “costruire” qualsiasi configura-zione. Uno dei problemi principali per me è stato lo studiodi configurazioni in grado di “nascondere” le THD e IMDdel chip nel circuito audio. Una delle mie “scoperte” è sta-to il ponte di corrente (Fig.2), chiamato “bilateral currentsource” da National Semiconductor (AN-29 Linear Appli-cations Databook), o “Howland Current Pump” da altri.La caratteristica principale di questo ponte che ho scoper-to (a parte essere una buona base a transconduttanza) è lacapacità di ridurre l’ impatto negativo sul suono, che disolito si ha in presenza di circuiti ad alto NFB, soprattuttoquando il circuito è contenuto in un NFB loop globale. Laragione è da cercarsi nella struttura “a ponte”. In questestrutture tutto L’ Aol (open loop gain) del componenteviene usato per stabilizzare il ponte, che, in un certo senso,“rimane fuori” dalle dinamiche di linearizzazione del se-gnale da amplificare. Una struttura di questo tipo è di fattoun moltiplicatore di resistenza, dove il valore resistivo dibase è rappresentato da Rsense (R5 Fig.2) ed il fattore dimoltiplicazione dal dimensionamento della rete che formail ponte. La perdita di efficienza del OPAMP (causata dallecaratteristiche “non ideali” del circuito) si rappresenta pre-valentemente come variazione della resistenza “dinamica”vista sul uscita del ponte.
Le configurazioni più usate quando si vuole usare un po-wer OPAMP con pilotaggio in corrente del carico preve-dono di inserire lo stesso nella rete di NFB, ma in questecondizioni tutte le non –linearità prodotte dal OPAMP si“scaricano” sul carico, che di fatto e costretto ad “insegui-re” le dinamiche di stabilizzazione dei nodi operazionali.
Le caratteristiche “a resistenza di uscita”, verificate nelponte che ho usato, sono abbastanza tipiche dei circuiti atransconduttanza, che se sono ben studiati hanno un im-
patto minore sulle dinamiche di distorsione (nei circuiti au-dio). Si potrebbe dire che tutte le sezioni di uscita a trans-conduttanza all’ interno di una rete di voltage NFB sonopotenzialmente “neutre” rispetto al risultato finale, a causadelle diverse relazioni tra corrente e tensione che si vengo-no a generare con carichi reattivi.
Fig.2 “Howland Current Pump”
Le Formule di progetto del “current pump”:
Iout = - ((R3 Vin)/(R1 R5))
If: R3 = R4+R5 (or R5 << R4) & R1=R2
Rout = R5(R/ R)* λ
*R=R4 or R3 and λR= bridge res. Error (R3 compareR4 & R1 compare R2)
Altre buone caratteristiche di questo circuito è la possibili-tà di usarlo in modo differenziale e, se R1=R2=R3=R4 l’uscita può essere collegata ad una qualsiasi tensione (floa-ting) senza pregiudicare il funzionamento in corrente (gra-zie alla “reale” resistenza di uscita), e si può usare comeingresso sia R1 che R2 (invertente o non invertente).
Perché il ponte rimanga stabile, è necessario che X1 siastabile a guadagno unitario, oppure si deve ricorrere al ag-giunta di una rete polo/zero tra i 2 ingressi differenziali, ingrado di degenerare le caratteristiche del ponte oltre unafrequenza definita. Una tecnica utile quando si usano chipsstabili a guadagni tra 2 e 5 è dimensionare R1 e R2 inmodo da usare le capacità di ingresso e la Zin differenzialecome elemento di compensazione in frequenza. Si deve ri-cordare che un ponte di questo tipo (ed il funzionamentoin corrente) crea spesso un “ritardo di gruppo” che può
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X1
Load
R3
R1
Vin R2
R4
R5
VC
VE
Il circuito di “My_ref” Revisione A
creare problemi ad “anello chiuso”, per cui le reti di com-pensazione devono essere molto curate…
Io ho fatto i primi esperimenti con questo ponte usandoTDA2030, per poi passare a chips più potenti, comeLM3875 e LM3886. Ogni scelta necessita di una accurata“stabilizzazione”, diversa per ogni tipo di chips.
Applicazione in MY_REF:
Inizialmente, Ho usato questo ponte (LM3886) configura-to per una Rout abbastanza piccola, di circa 4-10 ohm(My_ampli), perché volevo limitarmi a sfruttare le caratte-ristiche di “neutralità da NFB” che questo ponte mi garan-tiva. Il risultato era già buono, perché il suono finale assu-meva prevalentemente le caratteristiche “timbriche” dellostadio di ingresso (LM318). Un problema di fondo era chein questa configurazione si otteneva una gm del ponte ab-bastanza elevata, che aumentava di conseguenza sia il fat-tore di smorzamento del amplificatore che le conseguentivariazioni di smorzamento al variare della frequenza.Dopo una serie di studi sulle problematiche del DF (dam-ping factor = fattore di smorzamento = rapporto tra Zintdel amp. E Zload), e le considerazioni riguardo al lavorodel global NFB (esposte nella descrizione del circuito teo-rico) ho ritenuto opportuno aumentare la Zout del ponte(circa 500ohm), riducendo di conseguenza il gm (gm=1).
La scelta di LM3886 è basata sul basso costo, alta affida-bilità di funzionamento, e buona potenza di uscita (68-Wrms) anche in condizioni di carico a 4 ohm. Un proble-ma di rendimento generale del mio circuito è causato dalvalore di R5 (0.47ohm) scelto per ottenere le caratteristi-che di Zout e gm descritte prima. In condizioni di carico abassa impedenza, la dispersione di potenza su R5 è abba-stanza alta, ma i risultati “acustici” sono tali da accettarequeste perdite, anche perché nei circuiti in classe A (suoidiretti concorrenti) il rendimento è estremamente minore.
2.3 Stadio di ingresso
Fig.3 Stadio di ingresso
Come abbiamo visto nella descrizione del circuito teorico,in circuito di ingresso può essere costituito da un OPAMPa bassa tensione, dato che anche un gm =1 mantiene unapiccola riserva di guadagno in tensione nello stadio di usci-ta . Il circuito di ingresso si può considerare (in tutte le to-pologie) la parte più importante degli amplificatori audio,perché si occupa della “linearizzazione” del segnale diffe-renziale, ed un suo cattivo funzionamento porta inevitabil-mente a THD e IMD non “mascherabili”. Nel caso diMY_REF, la struttura del differenziale di ingresso è leg-germente diversa da quella “tipica” presentata nello sche-ma teorico. In particolare ho scelto una struttura analoga aquella che avevo notato in M.F. A370, e che uso da annicon successo (Fig.3). Il segnale di ingresso è collegato(dopo una rete R1 C1 di filtro / disaccoppiamento) all’ in-gresso invertente di LM318N. Questo chip mi accompa-gna da molti anni nelle mie realizzazioni, perché credo chetuttora abbia un rapporto qualità/prezzo quasi ineguaglia-ta, ed inoltre il circuito interno è accessibile nei suoi punti“chiave”, ed è facile attuare compensazioni (in frequenza efase) “al limite”.
L’ ingresso non invertente, al contrario delle configurazio-ni invertenti standard, è collegato alla rete di NFB. Usandoun current pump invertente si ottiene lo stesso risultato(globale) di una connessione non invertente. Questo tipodi connessione, che si può definire “floating” a causa dellamancanza del classico “virtual ground” sul ingresso inver-tente, ha alcuni vantaggi rispetto ad una normale non in-vertente:
1. La sequenza di 2 stadi attivi invertenti permette di usa-re varie tecniche di compensazione, sia a favore dellastabilità globale che per “allineare” alcune fasi relative
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X1
R1
Vin
RfR
C1
Cbf
Cff
From output node
To Current pump input
VC
VE
Il circuito di “My_ref” Revisione A
2. Il collegamento del segnale di ingresso sul (-) permettedi sfruttare al meglio le caratteristiche interne degliOPAMP, che tendono ad essere più lineari in questaconfigurazione. (Questa non è una regola assoluta, evaria molto da caso all’altro)
3. La condizione “floating” agevola il front-end nel pro-cesso di “inseguimento” delle non linearità di tensionepresenti sul carico di uscita.
Tecniche di compensazione:
A parte gli altri elementi di compensazione locale, che hoaggiunto o tolto a seconda delle varianti, ho sfruttato 2tecniche di base, che sono semplicemente opposte nel lorofunzionamento.
In MY_REF RevA (versione “ufficiale”) ho usato Cbf(Cap. Back-feed or feedback). Questo componente creaun “polo dominante”, ad alta frequenza (integrazione), incombinazione con R1 ma inversamente proporzionale (infrequenza) al segnale di uscita di LM318. In questomodo, si mantiene stabile il circuito in tutte le condizioni.
Nella RevC, ho usato una tecnica inversa, che si basa suCff (Cap. feed-forward). Questo componente esegue unacompensazione positiva al calo di guadagno ad alta fre-quenza da parte del circuito differenziale (determinando unazione “derivatrice” su LM318). Questo metodo linearizzanotevolmente il DF in tutta la banda audio…
Altre caratteristiche:
La Zout open loop di X1 è determinante nello sbilancia-mento del ponte di corrente (e quindi nella diminuzionedella sua Zout). Nel caso di LM318 questa è circa di 20-30 ohm, per cui con i valori scelti, il ponte si mantiene en-tro circa il 0.1%, che corrisponde a circa 400-500 ohm diZout .
2.4 Circuito completo
Fig.4 Circuito completo (teorico)
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X1 X2R1100K
R33.3K
R4390
R512k
R647k
R747k
R822k
R922K
R10.47
C11u
C2220u
C4220p
Rcmp
Ccmp
Cf
Vin
load
Cff
Cbf
OUT
VC1
VE
VC1
VE1
Il circuito di “My_ref” Revisione A
Il circuito completo (Fig.4) è abbastanza semplice, e nonnecessità di molte spiegazioni aggiuntive. L’impedenza diingresso del circuito è fissata da R1 (100K), La rete R3-C4 funziona da filtro per eventuali spikes ad alta frequenzae limita la banda passante (circa 220Khz, ma i poli internidelle reti di comp. Interagiscono con questo filtro a fre-quenze minori..). La rete NFB R5 e R4 determina il gua-dagno ad anello chiuso, che è di circa 30 dB (Av = 1+ (R5/R3) =31). C2 riduce il guadagno in continua della rete,per evitare di amplificare tensioni continue e ridurre la ten-sione continua residua in uscita. La frequenza minima ditaglio a -3db di C2 e R4 è di circa 2 Hz. Questa frequenzadeve sempre essere abbastanza bassa, a causa delle carat-teristiche dei condensatori elettrolitici (usati in questa se-zione), che aumentano notevolmente la loro THD in pros-simità della frequenza di taglio. Altro elemento è la lineari-tà di fase, che per essere mantenuta in banda audio (20hz-20 Khz) si impone di inserire il punto di intervento a circa1-2 Hz (6° @20hz con polo a 2Hz). Alla variazione difase si associa anche il filtro subsonico formato da C1 eR1, che con i valori indicati ha una attenuazione -3dB acirca 1,5 Hz. Complessivamente si ottiene una deviazionedi fase di circa 10° @20Hz, che è abbastanza accettabile.La combinazione dei due filtri fa si che l’ andamento di at-tenuazione sotto i 1,5 Hz sia del 2° ordine, ovvero di12dB/Oct.
Compensazione in frequenza (RevA):
Come anticipato nel capitolo precedente, le reti formate daCf, Ccmp-Rcmp, Cff e Cbf servono per attuare le compen-sazioni in frequenza e fase che servono per le varianti diprogetto che ho applicato a vari mesi di distanza, allo sco-po di valutare l’ impatto “acustico” di alcune tecniche dicompensazione. La versione del circuito alla base di que-sto documento è la “RevA”, che si basa sul uso di Cbfcome elemento di stabilizzazione. Questo componente li-mita leggermente il controllo ad alta frequenza di X1 suG1, per cui si nota un calo di DF nella zona oltre i 10Khz.Questo di per sé è una tendenza comune a (quasi) tutti gliamplificatori. Allo scopo di studiare l’ impatto della linea-rità del DF ho sviluppato una variante di compensazione,(basata su Cff) ma questa modifica prevede di agire anchesulle sezioni interne di LM318, oltre all’ aggiunta delleapposite reti formate da Cff, Ccmp e Rcmp, per cui ho de-ciso di pubblicare i dettagli della modifica in un documentoa parte…
Osservazioni generali:
Il guadagno ad anello aperto di questo circuito è (o puòessere) molto elevato, e dipende in particolare da X1.Questa particolarità è un elemento fondante riguardo l’ im-pronta “acustica” che contraddistingue un circuito di que-sto tipo, ovvero sono predominanti le caratteristiche delelemento che dispone di maggiore guadagno in tensione adanello aperto (Aol), dato che il lavoro di NFB è in tensio-ne. Il rovescio della medaglia è che, se questo guadagnodiventa troppo elevato, nascono dei problemi di instabili-
tà, spesso legati alla natura (capacitiva o induttiva) del ca-rico, oltre che alla sua impedenza. Per limitare questi feno-meni esistono varie tecniche, che ho applicato in modo di-verso a seconda del tipo di compensazione applicata. Unacondizione abbastanza critica è quella del “clipping”. Inqueste condizioni infatti, si generano delle oscillazioni acausa del continuo rimbalzo di energia, causata dagli “spi-kes” prodotti sia da LM318 che da LM3886. Quando larete di compensazione è ben dimensionata, questo fenome-no è abbastanza smorzato, per cui non crea problemi distabilità. Ho ritenuto non opportuno inserire delle reticomplesse di “assorbimento” del clipping per non aumen-tare eccessivamente la complessità del circuito, e perché laprobabilità di deteriorare le prestazioni complessive eramolto alta. D’altro canto, io considero la condizione diclipping una condizione non operativa e di emergenza, percui la cosa più importante in queste condizioni è di avereun recupero veloce e non distruttivo, ne per gli altoparlantine per l’ amplificatore.
Per ragioni simili non ho inserito reti di zobel sul uscita. Inparticolare, le modalità di lavoro in corrente dello stadio dipotenza, e il relativo NFB in tensione “sensibile” al carico,mi ha convinto a ridurre le compensazioni di carico, permigliorare il “feedback” con il sistema cavi- altoparlanti.
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Alimentazione e circuiti ausiliari Revisione A
3 Alimentazione ecircuiti ausiliari
3.1 Alimentatore
Fig.5 Circuito completo della sezione di Alimentazione
Lo schema di alimentazione (Fig.5) è abbastanza classico.I due canali sono di fatto configurati in “dual-mono”, conalimentazioni separate a partire dai ponti dalla sezione direttificazione. Il trasformatore è invece comune. Questastruttura è quella che garantisce il migliore compromessotra prestazioni e costo.
Le tensioni di alimentazione di targa sono di +-35Vdc perLM3886 e +-12Vdc per LM318.
Queste si ottengono con un trasformatore da 230/24+24-Vac 200-300VA (a seconda del uso).
Il trasformatore in comune permette di ridurre i costi, masoprattutto di garantire un’ ottima fonte di energia comu-ne, dato che le prestazioni di un singolo trasformatore (dipotenza doppia) garantisce scambi energetici molto mag-giori di due singoli trasformatori di equivalente potenzatotale, a causa delle dinamiche di rendimento magnetico.
La struttura “duale” a partire dai ponti didiodi, da una parte garantisce un’ ottimaimmunità dalla diafonia causata dai percor-si “comuni” ad alta corrente, e dal altra di-stribuisce in modo migliore l’ energia dissi-pata dai diodi, che in questo caso possonoessere di dimensioni più contenute.
I condensatori C5 e C22 servono a smor-zare i picchi di tensione generati dai diodi,in combinazione con l' induttanza parassitadel trasformatore. Il filtro che si viene acreare (a frequenze di circa 15-30 Khz aseconda del tipo di trasformatore) riducenotevolmente il rumore di rettificazione adalta frequenza.
Ho preferito usare dei ponti di diodi inte-grati “normali” per alcune ragioni:
La loro struttura è estremamente “collau-data” per condizioni molto più gravose diquelle che si trovano in questo circuito, ela probabilità di guasto è estremamente re-mota.
I rettificatori formati da diodi discreti dipotenza sono più costosi ed ingombranti(si devono usare dei dissipatori aggiuntivi).In generale un rettificatore a discreti gene-ra dei disturbi elettromagnetici a causa del-le forti correnti di picco che percorrono lepiste di rame di collegamento (ed i reoforidel diodo).
Dopo la sezione diodi si trovano i condensatori Elettroliti-ci di livellamento (10.000µF), dimensionati per un accu-mulo energetico adeguato per questa applicazione, seguitida una piccola rete di bypass locale formata da condensa-tori elettrolitici “low ESR”(220µF), in grado di manteneresufficientemente bassa l’ impedenza interna (locale) delcircuito di alimentazione.
Una limitata, ma utile, funzione di contenimento dei distur-bi provenienti dalla sezione di alimentazione verso gli am-plificatori operazionali (sia LM3886 che LM318) è garan-tita dai condensatori da 100nF inseriti tra le linee+Vcc e –Vcc . Di norma, nei circuiti audio, si vedono delle batteriedi condensatori sempre inserite in modo “duale” tra le ri-spettive linee di alimentazione e la massa. Queste tecniche
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GNDGND
+VCC2+VCC2
-VCC2-VCC2
C2810000uF
C2010000uFC22
100nF
RL1a
RL1bRL1c
OUT_ROUT_R
C16100u 25V
R2047K
R21220K
Q1BC639
Q2BC546
R228K2
D41N4001
+VRL+VRL
OUT_LOUT_L
C14220u/50V
GNDGND
D21N4001
D31N4001
R14470 1W
+VRL+VRL
GNDGND
CONN3
CONN2
R236K8 .5W
R271K 1W
R241K 1W
ZD412V 1W
ZD312V 1W
C21100uF 25V
C26100uF 25V
-12V2-12V2
+12V2+12V2
OUT_LOUT_L
PL8
OUT_ROUT_R
PL1
RIGHT_GNDRIGHT_GND
PL7
LEFT_GNDLEFT_GND
PL2
D5P_D
GNDGND GNDGND
GNDGND
+VCC1+VCC1
-VCC1-VCC1
C810000uF
C310000uF
R41K 1W
R11K 1W
ZD212V 1W
ZD112V 1W
-12V1-12V1
+12V1+12V1
C6100uF 25V
C11100uF 25V
D1P_D
C5100nF
24Va124Va1PL6
PL4
PL3
24Va224Va2PL5
Q3BC546
R1910K
R1775K
R1575K
R1875K
R1675K
C1522uF 25V
GND
AUX_PWR
PWR LED
A
K
AC IN (24+24Vac)
Alimentazione e circuiti ausiliari Revisione A
servono per aumentare l’ efficienza della “massa virtuale”,che rappresenta il riferimento di tensione del circuito. Dalpunto di vista del “immunità al disturbo di alimentazione”tipica di un OPAMP queste reti non servono a nulla. GliOPAMP infatti usano dei riferimenti interni legati esclusi-vamente a +Vcc e –Vcc, per cui sono sensibili ai disturbi“non comuni” tra questi collegamenti. Dei condensatori in-seriti direttamente (e localmente) su queste linee garanti-scono una maggiore immunità a questo problema.
LM318 è alimentato a +-12Vdc con un regolatore “shunt”a zener . Questa tecnica è molto comune e semplificata,ma causa una discreta perdita di energia sulle resistenza dicaduta (circa 0.6W su ogni resistenza). La scelta di questastruttura è motivata, a parte dal basso costo e affidabilità,dalla buona “interazione” che si ottiene tra le alimentazionidei 2 OPAMP, e dalla buona “massa virtuale comune” chesi ottiene. La ragione principale è la corrente sostanzial-mente costante che scorre nei rami di alimentazione versomassa, in grado di “assorbire” le modulazioni di segnale, edi mantenere (a causa delle piccole cadute di tensione sullepiste) una piccola indipendenza della “massa virtuale”,usata da tutti gli anelli di NFB, dalle modulazioni causatedalle correnti di uscita.
In pratica si dispone di un alimentatore in “classeA”, sce-vro da forme di modulazione tipiche dei regolatori attivi.
Un circuito secondario (D2,D3,R14,C14) produce la ten-sione di circa 24Vdc per alimentare la sezione di protezio-ne uscita.
NOTA: Come si evince dallo schema, non esistono fu-sibili di protezione a bordo della scheda. La motivazio-ne è sia pratica (spazio) che tecnica;
• LM3886 è estremamente ben protetto internamenteverso tutte le forme di sovraccarico.
• Gli altoparlanti sono protetti da eventuali inserimenti ditensioni continue in uscita.
• La protezione a fusibili sulle linee di alimentazioneduale serve esclusivamente ad evitare danni causati dainterventi esterni (es: corto circuito causato da mano-vre di manutenzione errate).
• La “modulazione termica” che si genera nel filamentodel fusibile quando è percorso da forti correnti transi-torie aumenta le intermodulazioni sull’ alimentazione.
• Nel caso di malfunzionamento dei ponti di diodi (teori-camente più verosimile rispetto agli altri stadi, a causadei forti transienti della corrente di carica dei conden-satori), i fusibili (a valle) non hanno nessuna utilità pro-tettiva.
Naturalmente resta fondamentale proteggere il circui-to dai rischi di corto circuito interno, per cui nella fasedi costruzione si deve prevedere l’ uso di fusibili diprotezione adeguatamente dimensionati.
Questi si possono inserire sulle linee 24Vac del secondariodel trasformatore, e / oppure, data la grande affidabilità deitrasformatori di alimentazione, direttamente sul primario(linea 220Vac). In questo caso si può utilizzare un fusibile“ritardato” con corrente equivalente a quella “di targa” delamplificatore alla massima potenza teorica (in questo casocirca 200W). Quindi: 200W =~ 1Amp @ 220V = fusibileritardato da 250V 1Amp ). In questo caso tutti i sovracca-richi pericolosi vengono neutralizzati dal intervento del fu-sibile di linea...
3.2 Circuito di protezione
Fig.6 Circuito protezione altoparlanti
Come già introdotto negli altri capitoli, ho ritenuto oppor-tuno inserire un semplice circuito di protezione altoparlanticon ritardo di accensione. Questa sezione ha sia una fun-zione “anti- thump” che di controllo di eventuali tensionicontinue presenti sul uscita altoparlanti. Il circuito di con-trollo è molto semplificato per questioni di spazio, masvolge egregiamente il suo lavoro.
8 19 ottobre 2005
GNDGND
+VCC2+VCC2
-VCC2-VCC2
C2810000uF
C2010000uFC22
100nF
RL1a
RL1bRL1c
OUT_ROUT_R
C16100u 25V
R2047K
R21220K
Q1BC639
Q2BC546
R228K2
D41N4001
+VRL+VRL
OUT_LOUT_L
C14220u/50V
GNDGND
D21N4001
D31N4001
R14470 1W
+VRL+VRL
GNDGND
CONN3
CONN2
R236K8 .5W
R271K 1W
R241K 1W
ZD412V 1W
ZD312V 1W
C21100uF 25V
C26100uF 25V
-12V2-12V2
+12V2+12V2
OUT_LOUT_L
PL8
OUT_ROUT_R
PL1
RIGHT_GNDRIGHT_GND
PL7
LEFT_GNDLEFT_GND
PL2
D5P_D
GNDGND GNDGND
GNDGND
+VCC1+VCC1
-VCC1-VCC1
C810000uF
C310000uF
R41K 1W
R11K 1W
ZD212V 1W
ZD112V 1W
-12V1-12V1
+12V1+12V1
C6100uF 25V
C11100uF 25V
D1P_D
C5100nF
24Va124Va1PL6
PL4
PL3
24Va224Va2PL5
Q3BC546
R1910K
R1775K
R1575K
R1875K
R1675K
C1522uF 25V
GND
AUX_PWR
PWR LED
A
K
AC IN (24+24Vac)
Alimentazione e circuiti ausiliari Revisione A
Le uscite dei due canali sono “integrate” in comune dallarete R15 C15 e R17 C15 per le tensioni DC positive, men-tre R16 C16 e R18 C16 per quelle negative. Il punto di in-tervento è leggermente asimmetrico a causa delle diversecostanti di tempo, ma dal punto di vista pratico questo noncomporta problemi particolari. Quando una tensione conti-nua (o pulsante a bassissima frequenza) maggiore di circa3V si trova sul uscita, Q2 e Q1 si interdicono, ed il relèscollega l’ altoparlante. Il ritardo di accensione di circa 2secondi è generato dalla costante di tempo R21 C16. Incaso di spegnimento La tensione ausiliaria decade imme-diatamente a causa del basso valore di C14, spegnendo ilrelè prima del resto del circuito. Dei semplici collegamentisu connettore permettono di collegare direttamente un Leddi segnalazione “altoparlanti collegati” (conn3) oppure di“apparecchio acceso” (usando conn2 ed un Led dotato diuna resistenza in serie di circa 6,8Kohm 0.5W aggiunta) .
Una particolarità di questo circuito è la commutazione delcollegamento di massa dell’uscita altoparlanti, al postodella consueta uscita della sezione di amplificazione.
Dal punto di vista pratico non cambia nulla, visto che incaso di intervento, il circuito risulta aperto in entrambi icasi. Ho usato questo collegamento sostanzialmente permigliorare il layout del PCB, e perché questa configurazio-ne non “modula” con dei ampi segnali di tensione i contattidel relè, cosa che potrebbe creare fenomeni di diafonia(dato l’ uso di un unico relè a contatti multipli ravvicinati).
Fig.7 piano serigrafico del PCB e disposizionecomponenti (non in scala)
4 Scheda PCB completa
Il risultato di questo lavoro è concentrato su una schedaEurocard 100*160 monofaccia (Fig7). Per agevolare il la-voro ad eventuali interessati alla costruzione di questoprogetto, ho predisposto il disegno completo del PCB, di-sponibile (assieme a molte altre informazioni) nei forum suquesto amplificatore o su richiesta.
Per una versione stereo serve solo un trasformatore, con-nettori ed un adeguato chassis.
Nonostante la compattezza, il Layout è abbastanza curato,in particolare riguardo la distribuzione delle piste di massaed alimentazione di potenza. A questo riguardo, lo spesso-re del rame utilizzato dovrebbe essere di 70µm (anziché iconsueti 35µm) per garantire un’ eccellente gestione delleforti correnti di uscita. In alternativa è possibile stagnaremanualmente (in modo abbondante) le piste di potenza co-struite su rame di 35µm, in modo di aumentare la sezioneequivalente della pista.
I Grossi condensatori elettrolitici di livellamento svolgonobene anche la funzione di schermatura elettromagnetica neiconfronti di eventuali disturbi generati dai diodi di poten-za. La loro presenza limita leggermente l’ accesso alle vitidi fissaggio degli LM3886, per cui è indicato l’ uso di vitia “brugola”, fissabili con utensili a 90° . In alternativa sonoindicate le apposite “clips”senza viti, se il dissipatore èpredisposto per questo tipo di fissaggio.
19 ottobre 2005 9
Scheda PCB completa Revisione A
Il dissipatore consigliato per questa applicazione è di circa1°C/W, che equivale grossomodo ad un’ ingombro di160*70*40mm, con sviluppo verticale del alettatura.
E’ possibile usare sia LM3886T (case non isolato) cheLM3886TF (case isolato). Nel caso della versione non iso-lata si deve posizionare l’apposita pellicola isolante (me-glio la pellicola siliconica che la mica) e rondelle isolantiper le viti. Per il tipo isolato è sufficiente spalmare un sot-tile strato di grasso siliconico.
Le resistenze di potenza da 0,47ohm 7W (R3, R26) posso-no essere il tipo da 5W assiale (25*7mm case), ma soloper un ‘ uso ordinario (non uso sinusoidale continuo su4ohm, tipico solo di alcuni test strumentali). Si deve usareun tipo a filo“non-induttivo”, in ceramica e cemento (ilclassico case parallelepipedo bianco). Il montaggio deveessere fatto in modo “rialzato” di almeno 5mm dal PCBsagomando opportunamente i reofori.
Le resistenze di potenza da 2W ed i diodi zener devonoessere montate rialzate dal PCB di almeno 5mm.
Tutti i collegamenti esterni di potenza usano dei contatti“faston 6,3mm”, di grande affidabilità ma pratici in casodi smontaggio o sostituzione delle scheda. Gli ingressi ed icollegamenti ausiliari usano dei normali connettori“molex”.
NOTA:
Questo circuito ha uno scopo esclusivamente divulgati-vo. Il PCB, i piani di montaggio, e tutte le descrizionitecniche sono stati concepiti esclusivamente per agevo-lare le dinamiche di valutazione da parte di tecnici in-teressati a questo lavoro, e non possono prescindere dauna adeguata conoscenza tecnica delle problematichedi auto-costruzione di circuiti elettronici.
Il progettista declina tutte le responsabilità legate allasperimentazione valutativa di questo circuito.
Il circuito proposto può subire modifiche in qualsiasimomento e senza preavviso.
5 Prestazioni rilevate
Le misure preliminari su alcuni prototipi hanno messo inevidenza le peculiarità già espresse nella trattazione teori-ca.
Tutte le misurazioni sono state eseguite senza utilizzareparticolari tecniche di filtratura, con strumento FFT pico-scope216 e generatore Blackstar LDO100, con capacitàdinamiche complessive di circa 90dB. Non hanno valoreassoluto ma servono a “dare un’ idea” delle prestazionicomplessive.
Tutte le misure ed i risultati pubblicati a seguire sono daintendersi relativi alla revisione “A”.
5.1 Principalicaratteristiche
• Banda passante (tipica-3db): 2Hz-70Khz
• Potenza massima (8ohm): 40Wrms
• Potenza massima (4ohm): 56Wrms
• Fattore di smorzamento (8ohm): >200
• Rapporto S/N (600ohm): >96 dB non pesato
• THD tipica (20Hz-20Khz, 1-40W 8ohm <0.05%
10 19 ottobre 2005
Prestazioni rilevate Revisione A
5.2 Misure FFT preliminari
Fig.8 FFT rumore medio appare il livello (medio) dirumore presente in uscita, senza filtri di pesatura e sututta la banda audio, con ingresso chiuso su 680ohm eduscita 8ohm. Gli unici picchi presenti sono daattribuirsi ai disturbi ambientali durante la misura.
Fig9 FFT 1Khz 2W carico 4ohm. Il generatore ha unaTHD di terza armonica di circa 0,002% (picco a 3Khz,circa -80dB) , per cui la THD reale è di circa 0.001%...Le frequenze “spurie” intorno alla fondamentale sonocausate da residui di alimentazione del generatore.
Fig10 FFT 1Khz 56W 4 ohm. (poco prima dellacondizione di clipping) Con carico di 8ohm si ottieneuna potenza di 40W, naturalmente con THD piùridotta.
Fig11 FFT 10Khz 2W 4ohm. Si nota il leggero aumentodi distorsione di seconda armonica, causato dal minorecontrollo di LM318 su LM3886 a causa dei Cfb e dellaconseguente diminuzione di guadagno ad anello aperto.Il generatore provoca quasi tutta la terza armonica percirca 0.003%
Fig12 FFT 10Khz 56W 4ohm. Massimo livello didistorsione prima del clipping su 4 ohm di carico.Naturalmente con carico di 8 ohm la THD non superamai il 0.006% . Notare come ad aumentare siano learmoniche pari, quasi assenti nelle altre condizioni.
19 ottobre 2005 11
Riferimenti su My_ref Revisione A
6 Riferimenti su My_ref
Documentazioni utili del Progetto“My_ref” :http://www.audiofaidate.it/sito.asp?goto=my_ref
Discussione DIYAUDIO.com suMy_ref (inglese):http://www.diyaudio.com/forums/showthread.php?s=d56a21171ff7ce6ff-f27e00a391c057f&threadid=54571
Indirizzo di Posta elettronica per in-formazioni sul progetto “My_Ref”[email protected]
7 Appendice A: schemicompleti
7.1 Sezione Amplificazione
Fig.13 circuito di amplificazione completo (2 canali)
12 19 ottobre 2005
10+
9 -
3Q
1V+
7
G
5V+
8
M
4
V-IC1LM3886
C131µF MKP
C9220uF
R13100K
R123K32
C12220pF
+12V1+12V1
-12V1-12V1
-12V1-12V1
C7100nF
R647K0 .1%
R233K
R522K0 .1%
R947K0 .1%
GNDGNDR712K0
C2220uF
GNDGND
+VCC1+VCC1
C1220uF
-VCC1-VCC1
C4100nF
-VCC1-VCC1
CONN1
10+
9 -
3Q
1V+
7
G
5V+
8
M
4
V-IC2LM3886
C24220µF
R36100K
R343K32
C27220pF
GNDGND
R2947K0 .1%
R2533K
R2822K0 .1%
R3247K0 .1%
GNDGNDR3012K0
C18220uF
GNDGND
C17220uF
-VCC2-VCC2
C19100nF
-VCC2-VCC2
+VCC2+VCC2
CONN4
R111
GNDGND
R351
OUT_ROUT_R
OUT_LOUT_L
AGND1AGND1
AGND2AGND2
C291µF MKP
A GND2A GND2
C23100nF
-12V2-12V2
+12V2+12V2
-12V2-12V2
A GND1A GND1
R3122K0 .1%
AGND2AGND2
AGND1AGND1
2-
3 +
6O
7V+
4
V-
5C3
8
C2
1
C1
U1LM318
2-
3 +
6O
7V+
4
V-
5C3
8
C2
1
C1
U2LM318
R30.47 7W
R260.47 7W
R10390
R822K0 .1%C10
100pF
R33390
C25100pF
Right in
Left in
Appendice A: schemi completi Revisione A
7.2 Sezione Alimentatore
Fig.14 circuito completo alimentatore e protezione
19 ottobre 2005 13
GNDGND
+VCC2+VCC2
-VCC2-VCC2
C2810000uF
C2010000uFC22
100nF
RL1a
RL1bRL1c
OUT_ROUT_R
C16100u 25V
R2047K
R21220K
Q1BC639
Q2BC546
R228K2
D41N4001
+VRL+VRL
OUT_LOUT_L
C14220u/50V
GNDGND
D21N4001
D31N4001
R14470 1W
+VRL+VRL
GNDGND
CONN3
CONN2
R236K8 .5W
R271K 1W
R241K 1W
ZD412V 1W
ZD312V 1W
C21100uF 25V
C26100uF 25V
-12V2-12V2
+12V2+12V2
OUT_LOUT_L
PL8
OUT_ROUT_R
PL1
RIGHT_GNDRIGHT_GND
PL7
LEFT_GNDLEFT_GND
PL2
D5P_D
GNDGND GNDGND
GNDGND
+VCC1+VCC1
-VCC1-VCC1
C810000uF
C310000uF
R41K 1W
R11K 1W
ZD212V 1W
ZD112V 1W
-12V1-12V1
+12V1+12V1
C6100uF 25V
C11100uF 25V
D1P_D
C5100nF
24Va124Va1PL6
PL4
PL3
24Va224Va2PL5
Q3BC546
R1910K
R1775K
R1575K
R1875K
R1675K
C1522uF 25V
GND
AUX_PWR
PWR LED
A
K
AC IN (24+24Vac)
Appendice B: lista componenti Revisione A
8 Appendice B: listacomponenti
14 19 ottobre 2005
Appendice B: lista componenti Revisione A
19 ottobre 2005 15
